Главная  Журналы 

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 [ 70 ] 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99

ток которого стабилизируется источником, выполненным на транзисторах Гю-Т12 (см. рис. 117,а), и через эмиттерный повторитель Г13 подается на базу Т, работающего в схеме ОЭ с высокоомной динамической нагрузкой, образованной источником тока на транзисторах Tis - Tig. Транзисторы Г, Т20 создают динамическую нагрузку выходного эмиттерного повторителя Т21. Каскад на транзисторах Т22, Ts является генератором опорного тока, величина которого задает токи источников, собранных на транзисторах Гз-Тъ, Tib-Tig, Ге4-Г25, Гге-Т.


lonopH ~1в

Onoph

lonopH

I-Ib

Рис. 117. Управляемые источники токов, использованные в схеме рис. 116

Полоса пропускания усилителя задается конденсатором С, расположенным вне интегральной схемы. Оптимальное значение С изменяется от 10 пф до 0,5 пФ при изменении коэффициента усиления схемы по напряжению при замкнутой цепи обратной связи от 1 до 100. Ширина полосы пропускания изменяется при этом от 50 МГц до 5 МГц. Коэффициент усиления без обратной связи равен 50000; скорость нарастания выходного напряжения при Л«=100 составляет 200 В/мкс; входной ток равен 5-10-" А (Г=25°С); температурный дрейф напряжения смещения нуля - 500 мкВ/град; коэффициент подавления синфазного сигнала - 70 дБ; напряжение питания может изменяться от ±10 до ±20 В.



Глава 11 ~

ПРИМЕНЕНИЕ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ. В ТЕХНИКЕ СВЯЗИ

В данной главе будут рассмотрены некоторые вопросы конструирования резонансных радиочастотных усилителей и приведен ряд примеров исполь- зования ПТ в радиоприемной аппаратуре. Применение ПТ позволяет существенно снизить эффект перекрестной модуляции, чем и объясняется их все более широкое использование в промышленных приемных устройствах [54, 317-320].

ПЛ. Некоторые сведения из теории резонансных усилителей

11.1.1. Стабиданость и усиление. Поскольку усилительные устройства склонны к самовозбуждению, проблема получения максимального усиления неотделима от проблемы обеспечения стабильности. Устойчивость активного четырехполюсника удобно характеризовать коэффициентом стабильности*, определяемым как {321]

2Re (Ун) Re (уаа) - Re (у1аУ21) jj

I У12У211

Если ks>l, система абсолютно стабильна независимо от характера внешних элементов, подключенных к четырехполюснику. При ks<l прибор потенциально нестабилен; устойчивость может быть достигнута лишь при определенном соотношении между импедансами источника сигнала и нагрузки. Из (11-1) видно, что стабильность цепи увеличивается с уменьшением проводимости обратной передачи j/ia. В связи, с этим можно заметить, что при работе в схеме ОИ предпочтение следует отдавать МОП-транзисторам, так как для них величина проходной емкости Cgd, определяющая проводимость j/ia, обычно в несколько раз меньше, чем у ПТУП (типичные значения Cgd для высокочастотных приборов равны, соответственно, 0,2 пФ и 0,7 пФ).

Максимально возможное усиление по мощности при s>il равно [321]:

ма =

г/21

(k-Vk-l) (11-2)

или, в предельном случае ks = l, максимальное стабильное усиление

Cms =

г/21

г/12

(11-3)

Для уменьшения обратной проводимости часто используется нейтрализация, т. е. подключение к четырехполюснику внешних элементов, рассчитанных таким образом, чтобы величина j/12 обращалась в нуль. В этом случае максимально возможное усиление равно [326]:

Gu=--TTT-, (11-4)

4 Re (г/;,) Re (-4)

где параметры, обозначенные штрихом, соответствуют -{/-параметрам четырехполюсника с учетом подключенной, цепи нейтрализации.

* На высоких частотах лучше применять систему S-параметров четырехполюсника [322-325], однако так как большинство характеристик ПТ выражается через «/-параметры, мы будем продолжать пользоваться этой системой.



Независимо от того, применяется нейтрализация или нет, наибольшее усиление достигается при определенном значении проводимости источника Ys и нагрузки Yl [321]:

Ys =

\У12У21

\Vki

2 Re (г/,2)

Im (t/i2i/2i)

L 2 Re (г/22) Im (j/i2j/2i)

Im (j/u)

(11-5)

L 2Re(j/ii)

Im ((/22)

2Re(t/ii)

11.1.2. Искажения сигнала. Искажения амплитудно-модулированых сигналов (изменение глубины модуляции, нелинейные искажения, перекрестная модуляция), вносимые радиочастотными усилителями, определяются нелинейностью передаточной характеристики каскада. Для рассмотрения возможных типов искажений разложим выражение для передаточной характеристики ПТ в ряд Тейлора вблизи рабочей точки Vds, Vgs-"

(11-6)

Пусть амплитудномодулированный сигнал &i=Vi(H-mi cos comiO coswii (Vi, (Oi - амплитуда и частота несущей, mi, comi - глубина модуляции и частота модулирующего напряжения) приложен к затвору ПТ. Подставляя в (П-6) AVgs=Vi и полагая, что усилитель настроен на частоту coi, получгГем для переменной составляющей тока стока в пренебрежении членами с п>3-

a,V,

3 Оз

4 «1

8 Og

9 «3

9 «1

vt(.+i";)

16 «1

m\v\ cos 3<й1< -}-

(11-7)

Как видно из (11-7), при азФО происходит изменение глубины модуляции и появляются гармоники модулирующей частоты. Аналогичный эффект вызывается также отличными от нуля членами разложения йв, а-,,...

Для определения коэффициента перекрестной модуляции рассмотрим одновременное действие немодулированного полезного сигнала &i= Vi cos coi < и модулированного напряжения помехи Ч2== V2(-H-m2 cos Um2 Oos сог Положив в (11-6) AVGs=fi4-f2 и учитывая только члены с wi, получим

3 as

2 «1

V2m2 cos 032*

«Г

(11-8)

при выкладках полагалось Vi-CVa, а члены с п>3 не учитывались. Из (11-8) следует, что глубрща модуляции т,- полезного сигнала, обусловленная действием помехи, равна

т.





0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 [ 70 ] 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99